Door Michael Klerkx  (PA0MKX)

Inleiding

Hoe kan ik, uitgaande van een 23cm ATV-stuurzender, op een slimme, doch betaalbare manier mijn zendsignaal zo eenvoudig mogelijk converteren naar de 3cm-band met zo min mogelijk signaalverlies op 3cm,  met zo min mogelijk kabelgebruik, in een zo klein mogelijke behuizing en minimaal 10 mW output op 3cm of meer?

Hoe houd ik de controle over frequentie-keuze en frequentie-stabiliteit van de local oscillator en de stuur- en zendfrequentie, modulatie en uitgangsvermogen binnenshuis?

Het nu volgende artikel geeft daar een goed antwoord op en is gebaseerd op mijn experimenten, die ik de afgelopen 2 jaar op 3cm heb gedaan. Elk onderdeel van deze transverter heb ik in die periode apart gebouwd om er de experimenten mee te doen. Dit heeft geresulteerd in een compact en bruikbaar printontwerp in een standaard formaat, dat precies in een 74mm x 111mm-blikje met een hoogte van 30mm (TOP-TIN 9-30) kan worden gesoldeerd.
 

Overwegingen bij keuze van het prototype

Door de relatief hoge kabelverliezen is het niet aantrekkelijk om het 3cm-signaal over een lange kabel naar de antenne te transporteren, aangezien vermogen op 3cm een kostbare zaak is (ca. € 0.50/mW bij GaAsFET-versterkers). Dat betekent dus, dat de transverter als een z.g. remote mast front-end moet worden uitgevoerd, waarbij de 3cm- power versterker zich dicht bij de antenne bevindt of, beter nog, zich direct aan de antenne-ingang bevindt terwijl de sturing zich op een grotere afstand van de antenne en een veel lagere frequentie afspeelt.

De afstand tussen de stuurzender en de antenne wordt dan overbrugd op die lagere stuurfrequentie, waardoor die kabelverliezen veel minder zijn. 

Bij z.g. DRO-zenders (dielectric- resonator-oscillators) is dat het geval, maar die hebben het nadeel , dat ze vanaf de grond niet in frequentie af te stemmen zijn en een beperkt afstembereik hebben. Ook de modulatie met ATV-basisbandsignaal is alleen goed mogelijk in een klein gedeelte van het afstembereik en uitermate kritisch. Het ATV-beeld is doorgaans ruiserig en geeft andere  optimale frequenties te zien dan het optimum voor de geluidsontvangst. Meestal 2 optima met ertussenin ruis. Men kan gerust stellen, dat de DRO hier oneigenlijk gebruikt wordt, want hij is bedoeld voor locale oscillatoren met vaste frequentie en voor zeer breedbandig gebruik, zoals bij LNB’s of als vervanger van Gunndiode-oscillatoren in Doppler-detectors.
 

De totale bandbreedte van de vermeniguldiger laat een vlak frequentiebereik van ongeveer 100 MHz toe, maar zal over de gehele 3cm-band nog wel sterk verminderde output geven. In geval van een optimaal ontwerp kan de hele 3cm-band worden bestreken. Een nadeel van vermenigvuldigers is o.a. dat ze absoluut niet lineair werken en niet traploos zijn terug te regelen naar 0. Ze hebben een minimaal inputvermogen op 23cm nodig, dat reeds aanzienlijk is. Voorts zijn de ruiseigenschappen minder goed, want behalve de zwaai wordt ook de ruis vermenigvuldigd.
 

Lineaire transverters,

lenen zich uitstekend als frontend voor 3cm, aangezien de vermenigvuldiging van de local oscillatorfrequentie een héél ander verhaal is dan de breedbandige vermenigvuldiging van de gemoduleerde zendfrequentie. Aangezien we nu maar met 1 vaste ongemoduleerde draaggolf van de local oscillator te maken hebben, (omdat het gemoduleerde signaal er pas op het eind bijgemengd wordt via een balansmixer) kunnen we voor de selektie van de frequentie een veel smaller filter gebruiken (ca. 5 MHz breed)

Het blijkt, dat slechts één cavityfilter voldoende is om twee of drie verdubbelingen in één stap uit te voeren.  Door de extreem hoge kwaliteitsfaktor worden ook alle ongewenste harmonischen veel beter onderdrukt. Bovendien zijn de ruiseigenschappen van het uiteindelijke signaal bij gebruik van een kristaltrein vele malen beter dan die van bovengenoemde DRO en vermenigvuldiger. En, last, but not least, alle besturing is vanaf de grond in te stellen i.e.  zendfrequentie, local frequentie (binnen de grenzen van de cavity-doorlaat ca. + of – 2.5 Mhz.) en uitgangsvermogen.

Een heel belangrijk en noodzakelijk onderdeel van een lineaire transverter is het filter achter de mixer, dat in staat moet zijn, de gewenste zendfrequentie te zuiveren van alle uit de mixer komende ongewenste signalen, waarvan de L.O.-frequentie (9 GHz) en de verschilfrequentie (ca. 7.5 – 8.0 GHz) het sterkst zijn. Ook vele andere mengprodukten worden opgewekt in de mixer. Dit wordt hoofdzakelijk veroorzaakt door het niet lineaire gedrag van de vier diodes, waaruit de DBM is opgebouwd. Deze frequenties liggen zo dicht in de buurt van de zendfrequentie, dat ze de eindversterker op 10 GHz te snel verzadigen, doordat ze meeversterkt worden. Aangezien het filter steil moet zijn en toch een breedband doorlaat moet hebben, is men gewoonlijk aangewezen op het zeer kostbare of bewerkelijke interdigitaal bandfilter, dat zeer moeilijk is af te regelen  en vrij veel ruimte inneemt.

Een dergelijk filter van Procom is in de handel voor ca. € 250,- Echter, de steilheid hebben we alléén nodig aan de lage kant van de door te laten band, dus we kunnen volstaan met een goed hoogdoorlaatfilter, aangezien de mengprodukten en harmonischen , die boven de 10.5 GHz opgewekt worden, verwaarloosbaar klein zijn.

In een artikel van WA1MBA , dat ik op het web vond, werd beschreven, hoe een waveguide gebruikt kan worden als hoogdoorlaatfilter. Quote: “ Waveguide is worlds best highpassfilter” . Het blijkt, dat iedere waveguide nog gebruikt kan worden op frequenties, die iets meer dan de helft zijn van de voor die waveguide gespecificeerde maximum frequentie. Laten we WR90 als voorbeeld nemen:

WR90 is de meest gebruikelijke waveguide voor 3cm want zijn specifieke frequentiebereik is in standaard TE₁₀-mode:  8 – 12 GHz.  Deze waveguide blijkt zonder significante demping ook lagere frequenties door te laten dan 8 GHz, zoals 6.8 GHz (iets meer dan de helft van de maximumfrequentie. Ga je nog een klein beetje verder naar beneden in frequentie, dan neemt de demping ineens met een enorme sprong toe tot oneindig. We zijn dan de z.g. cutoff-frequentie gepasseerd. Dit wetende, beschouwen we nu WR62-waveguide met een gespecificeerd frequentiebereik van 12.4 = 18 GHz. Hier blijkt de cutoff-frequentie op ca. 9.5 GHz te liggen. Hij laat 10 GHz dus nagenoeg zonder demping door. De L.O.-frequentie op 9 GHz wordt volledig gedempt evenals de verschilfrequentie , die nog lager ligt.

Dit is dus ideaal voor ons filter.

Opgemerkt moet worden, dat hogere harmonischen 20 en 40 GHz wel worden doorgelaten, zij het,  dan niet meer uitsluitend via de TE₁₀-mode, maar ook andere modes, .maar die spelen nauwelijks een rol. N.B. De cutoff-frequentie blijkt omgekeerd evenredig te zijn met de  elektrische binnenhoogte van de waveguide ( E-veld). Voor WR62 is dat precies 8 mm.
Uit het voorgaande blijkt, dat de keuze voor het lineairtransvertertype met een cavityfilter in de L.O.-keten en een WR62-hoogdoorlaatfilter na de mixer het meest ideaal is.
N.B. Vanwege het gebruik van een kristalgestuurde local oscillator is de transverter ook inzetbaar voor smalband-FM, AM,  SSB en CW. Hierbij dient men op te letten, dat men uitkomt in het smalband-gedeelte van de 3cm-band (10.368 – 10.370 GHz). De frequentie van de local oscillator moet dan ca. 120 MHz hoger liggen , op  9120 MHz. (x-tal: 95.0 MHz).

Ook breedband-FM al of niet stereo is met deze transverter goed mogelijk. (onmogelijk met DRO of vermenigvuldiger).
 

Het prototype

Aangezien een kristaltrein veel ruimte inneemt en vrij gevoelig is voor temperatuurschommelingen etc., is het niet aantrekkelijk om deze in de mast te hangen in weer en wind. Echter, de twee laatste verdubbelaars kunnen wél heel compact in het mastgedeelte ingebouwd worden, omdat ze samengevoegd kunnen worden tot één verviervoudiger. Dit bracht mij op het idee om de local oscillator opwekking (signaal A) en de omzetting van de ATV-zendfrequentie (signaal B) in twee gedeelten te splitsen, n.l.:

Op de grond:  Signalen A en B op standaard epoxy-print.

In de mast  :  Verwerking van A en B op teflon-print. 

Op de grond:  Signaal A: Kristaltrein (oscillator met 24x vermenigvuldiging tot 2250 MHz)

In de mast  :  Verviervoudiger m.b.v.cavityfilter en versterkers naar 9 GHz)

Op de grond:  Signaal B: Gemoduleerd ATV-signaal op 23cm (ca. 10 - 30 mW)

In de mast  :  Mengen met 9 GHz in DBM tot 10 GHz, filteren en versterken tot                                 10 mW ( het ideale stuurvermogen voor een evt. versterker)

Het is ideaal om beide signalen A en B met de voedingsspanning over één coaxkabel van de sturing naar de transverter te transporteren. Nu zijn er sinds 2 jaar microwave-filters in LTCC-techniek op de markt gebracht door Minicircuits. (Prijs ca. € 2.-)  Door de kleine afmetingen van deze filters is het nu mogelijk, duplex-input toe te passen in een klein behuisde transverter. (Lees het artikel over duplex-filters voor de 23cm- en 13cm band).
 

De mixer

Sinds 1 jaar is er een goedkope dubbelgebalanceerde diode-mixer in LTCC-techniek door Minicircuits op de markt gebracht. De MCA1-12G, die gebruikt kan worden tussen 3.8 en 12 GHz. Dit exemplaar heeft een IF-frequentiebereik van DC tot 1800 MHz. Het conversieverlies bedraagt gemiddeld 6.2 dB. Deze mixer is dus uitermate geschikt voor de hier beschreven transverter. Het insolderen vergt wel enige vaardigheid en precisie van de bouwer. (Prijs ca. € 10.-)
 

De kristaltrein

Dit artikel gaat voornamelijk over het “in de mast”-gedeelte op teflon-print. De benodigde kristaltrein voor de local oscillator, die een vermogen van 10 – 15 mW zal moeten kunnen leveren, is gebouwd naar een beproefd ontwerp, bestaande uit kristaloscillator op 93.750 MHz met U310, verdrievoudiger met BFR90, verdubbelaar met BFR90, verdubbelaar met BFR91, verdubbelaar met BFR91 en versterker met ERA-3. (in totaal 24x dus.)

In het laatste gedeelte van het artikel wordt de benodigde printlayout en de bestukking ervan beschreven.
 

De ATV-stuurzender

De  ATV-stuurzender moet een vermogen kunnen leveren van 0 – 30 mW (regelbaar). Een ideale stuurzender is het Comtech-zendertje, dat o.a. geleverd wordt door van Dijken Elektronica en dat een frequentiebereik heeft van 1000 – 1400 MHz en zodoende op 3 cm een bereik oplevert van 10.000 – 10.400 GHz. Er zijn nog andere gelijksoortige kleine zendertjes op de markt maar niet alle hebben zo’n groot frequentiebereik. We laten de details  hierover in dit artikel verder buiten beschouwing.  

Hieronder ziet u zowel de onder- als de bovenzijde van het afgebouwde prototype (in een standaard blikje) afgebeeld.
 

onderzijde converter

Duidelijk zijn hier het ronde cavityfilter op 9 GHz, het rechthoekige 9.5 GHz- hoogdoorlaatfilter, dat ongesoldeerd op de print is vastgeschroefd en de 2250 MHz semirigid kabelbrug te herkennen.
 

bovenzijde converter
 

Korte beschrijving van de werking (signaalweg) en blokschema

Signalen A en B worden op de grond eerst bij elkaar gevoegd via een 23cm/13cm-duplexfilter in LTCC-techniek (Minicircuits LFCN-1200/HFCN-2000). Direct daarna wordt er ook 12V bijgevoegd via een z.g. bias-tee (een condensator in de signaallijn, direct gevolgd door een aftakking met smoorspoel). Deze 2 signalen met voedingsspanning worden vervolgens gelijktijdig  over 1 coaxkabel naar de masttransverter gevoerd. Vervolgens wordt direct bij de transverter-ingang in de mast de voedingsspanning van de 2 signalen gescheiden middels een  bias-tee (een condensator in de signaallijn direct voorafgegaan door een aftakking met smoorspoel). Daarna worden signaal A en signaal B van elkaar gescheiden door eenzelfde 23cm/13cm-duplexfilter in LTCC techniek (Minicircuits LFCN-1200/HFCN-2000) De opbouw en werking van dit duplexfilter is reeds eerder door mij in een artikel beschreven. Aangezien het 23cm lowpassfilter (Minicircuits LFCN-1200) te weinig demping bij 9 GHz en 10 GHz vertoont, is vlak voor de IF-ingang van de mixer nog een extra lowpassfilter toegevoegd, de Minicircuits LFCN-6000, die wél een goede demping in die gebieden  heeft. Dat is om te voorkomen dat het LO-signaal en het 10 GHz signaal via de IF-poort kunnen “teruglekken”. De doorlaatkarakteristiek van het duplexfilter is hierna grafisch weergegeven, samen met de karakteristiek van het LFCN-6000 filter.
 

Signaal A ( 10 mW 2250 MHz L.O.) wordt direct, vanaf de highpass-poort van het duplexfilter bij de korte printrand, door het massavlak in een semirigid –kabeltje gevoerd en bij de overstaande korte printrand weer teruggevoerd door het massavlak, direct aan de ingang van de verviervoudiger, bestaande uit een ERA-21SM met daarachter een cavity-filter, dat op 9 GHz is afgestemd. Het signaal wordt daarna middels twee ERA-21SM- versterkertrappen ca. 12 dB versterkt. Het resulterende signaal op 9 GHz bedraagt dan ca.  7 dBm (5 mW). Dit signaal wordt aangeboden aan de LO-poort van de mixer, een Minicircuits MCA1-12G. en gemengd met signaal B ( 23cm-ATV-signaal, max. 10 mW !!) dat direct vanaf de lowpass-poort van het duplexfilter komt en via het extra LFCN-6000 lowpassfilter aan de IF-poort van de mixer wordt aangeboden. Overigens houdt dit laatste in, dat de 23cm-sturing vanaf de grond wel tot ca. 30 mW kan bedragen, omdat dit signaal in totaal tweemaal een bias-tee passeert en driemaal een lowpassfilter. In totaal is dat al zeker 3 dB demping en daar moet je de kabeldemping nog bij tellen.  

Vanaf de RF-poort van de mixer is nu het ruwe 10 GHz signaal beschikbaar (ca. –17 dBm). Dit wordt via een kleine antenne (kwartgolf monopool op 3cm) die, door het massavlak heen, in de waveguide steekt, binnengeleid in de waveguide (WR62) met een lengte van ca. 6 cm, die als een zeer scherp hoogdoorlaatfilter met een afsnij-frequentie van 9.5 GHz  fungeert en zodoende het LO-signaal en de verschilfrequentie op ca. 8 GHz volledig dempt. De demping van dit filter voor 10 GHz bedraagt slechts ca.0.5 – 2 dB. Die spreiding is wel significant voor het uiteindelijke uitgangsvermogen, en hangt sterk af van de precisie, waarmee het filter gemaakt is.

Aan de uitgang pikt een tweede gelijkgedimensioneerde antenne binnen  in de waveguide het signaal  (ca. –18 dBm) weer op, dat weer door het massavlak teruggeleid wordt. Tenslotte gaat het gefilterde 10 GHz-signaal  -spectraal rein-  een 3-traps versterker in, met drie maal een MGF 1302. De laatste MGF 1302 kan optioneel vervangen worden door een MGF 1323 (10 mW) of een MGF 1801 ( 20 – 30 mW). De totale versterking bedraagt ca.28 - 30 dB en zal dus  aan de uitgang een vermogen van ca 10 dBm  (met MGF 1302/1323)  of 12 dBm (met MGF1801) op 10 GHz opleveren. (Hierbij dient wel opgemerkt te worden, dat de MGF 1801 een vrij dure GaAsFET is, die 200 mW op 3cm kan leveren en hier dus niet op zijn maximum kan worden ingezet.) 

Dit alles samenvattende, komen we tot het navolgende blokschema, waarbij voor het goede overzicht,  het gedeelte, dat zich op de grond of in de shack bevindt,  in grijs  en stippellijnen is weergegeven:
 

Print materiaal en layout 

Voor de transverter wordt uiteraard gebruik gemaakt van PTFE-laminaat met een e₀ =2.33 en een dikte van 0.75 mm ( Taconic Ultralam^â of  Rogers RT-Duroid^â.) Afmetingen  zijn 10.85 x 7.10cm. De layout is hierna op ware grootte afgebeeld: